在無線發射機中，增益和反射功率的測量和控制是經常被忽視的關鍵輔助功能。從天線反射回來的功率是用電壓駐波比(VSWR)或反射系數(也稱為回波損耗)來指定的。較差的駐波比會在電視廣播系統中造成陰影，因為從天線反射的信號再次從功率放大器反射，然后被重播。在無線通信系統中，陰影會產生類似多路徑的現象。雖然較差的VSWR會降低傳輸質量，但同軸電纜或天線損壞造成的災難性VSWR在最壞的情況下會破壞發射機。信號鏈的增益被測量和控制，作為調節發射功率水平的整體努力的一部分。如果傳輸的功率過大或過小，結果要么是違反排放法規，要么是質量低劣的環節。反射系數是通過測量正向和反向功率之比來計算的。另一方面，增益是通過測量輸入和輸出功率來計算的。用于測量增益和駐波比的硬件的高度通用性可以減少總體組件計數。本文將重點介紹可用于在無線發射機中執行這些原位測量的技術。

典型的無線發射機

圖1顯示了一個典型的無線發射機。它由混合信號基帶電路、上變頻器(通常包括一個或多個中頻或if)、放大器、濾波器和功率放大器組成。這些組件可能位于不同的pcb上，甚至可能在物理上分開。在所示的示例中，通過電纜將室內機連接到室外機。在這樣的配置中，兩個單元都有明確的、溫度穩定的增益。或者，每個單元可能期望提供一個明確定義的輸出功率。有兩種不同的方法來實現向天線提供已知功率水平的最終目標:功率控制或增益控制。

通過功率控制，系統依賴于能夠精確測量輸出功率(在本例中使用檢測器D)。一旦測量了輸出功率，系統中某些組件(在這種情況下，可能是IF VGA)的增益就會發生變化，直到在天線處測量到正確的輸出功率。不需要知道電路的增益或輸入信號的確切幅度;這只是一個改變增益或輸入信號的問題，直到輸出功率是正確的。這種方法通常(不正確地)被稱為自動增益控制或AGC。為了正確起見，它應該被稱為自動功率控制或APC，因為它是功率而不是增益被精確調節。

增益控制采用不同的方法。在這里，至少使用兩個功率檢測器來精確調節整個信號鏈或其中一部分的增益。然后將精確的輸入信號應用于信號鏈。許多因素最終決定采用哪種方法。功率控制只需要一個功率檢測器，并且在組件固定的不可配置變送器中具有意義。例如，可以在RF HPA的輸出處測量功率，但可以使用IF VGA進行調整。另一方面，增益控制在組件來自不同供應商的可重構系統中可能更有意義。在這個例子中，HPA的輸入功率和輸出功率正在被測量(使用檢測器C和D)，因此增益可以獨立于電路中的其他模塊進行調節。注意，功率/增益控制回路可以是全或微處理器為基礎的。增益控制在這個例子中不太實用，因為兩個所需的探測器信號(探測器A和D)在物理上彼此相距很遠。更實際的方法是分別控制室內外單元的增益。

射頻探測器

直到最近，大多數射頻功率探測器都是使用溫度補償半波整流二極管電路制造的。這些器件在有限的動態范圍內(通常為20至30 dB)提供與輸入電壓成正比的輸出電壓。因此，輸出電壓和輸入功率(以dBm為單位)之間呈指數關系(見圖2)。雖然溫度補償二極管檢測器的溫度穩定性在高輸入功率(+10至+15 dBm)時非常出色，但隨著輸入驅動的減少，它會顯著下降。另一方面，對數檢測器在很大的動態范圍內(高達100 dB)提供與輸入信號的對數成正比的輸出電壓。在整個動態范圍內，溫度穩定性通常是恒定的。日志響應裝置在增益和VSWR測量應用中具有關鍵優勢。為了計算增益或反射損耗，必須計算兩個信號功率(OUTPUT/INPUT或REVERSE/FORWARD)的比率(見圖3)。必須使用分頻器與線性響應二極管檢測器執行此計算，但當使用對數響應檢測器時只需要簡單的減法(因為log (a /B) = log (a) - log (B))。與離散實現相比，雙射頻檢測器具有額外的優勢。當兩個器件(在這種情況下是RF探測器)在同一硅片上制造時，它們的行為自然傾向相似。例如，這兩種器件將具有相似的溫度漂移特性。在求和節點，這種漂移將被抵消，從而產生更穩定的溫度結果。

增益測量示例

圖4顯示了一個使用雙功率檢測器調節增益的發射機。所示的簡化傳輸信號鏈由高性能中頻合成DAC、VGA、混頻器/上轉換器和高功率放大器組成。高性能dac，如AD9786和AD9779，其采樣頻率高達500 MSPS甚至更高，能夠合成中頻輸出(本例中為100 MHz)。在應用于ADL5330可變增益放大器之前，DAC的輸出使用帶通濾波器進行奈奎斯特濾波。方便的是，放大器接受差分輸入，可以直接連接到差分濾波器的輸出。這反過來又與DAC輸出相關聯。使用平衡變壓器將VGA輸出從差分轉換為單端，然后應用于ADL5350混頻器。經過適當的濾波(未示出)，信號被放大并以30w(約+ 45dbm)的最大輸出功率水平傳輸。

信號鏈的增益是通過檢測DAC輸出和HPA輸出的功率來測量的。然后通過調節VGA的增益來調節增益。在DAC和PA輸出端，采集信號樣本并將其饋送到檢測器。在HPA輸出端，一個定向耦合器被用來切斷一些進入天線的電源。AD8364雙探測器的傳遞函數(見圖5)顯示，在使用的輸出頻率(本例中為2140 MHz)下，探測器在低于-10 dBm的功率電平下具有最佳的線性度和最穩定的溫度漂移。因此，來自定向耦合器的功率(最大+25 dBm)必須在應用到檢測器之前衰減。如果最大化檢測器動態范圍對應用并不重要，則衰減可以保守地設置為41 dB，以便檢測器看到的最大輸入功率為-16 dBm。這仍然留下大約34 dB的有用動態范圍，增益可以在此范圍內控制。為了檢測DAC輸出端的輸入功率電平，在這種低頻率下，定向耦合器是不切實際的。此外，定向耦合是不必要的，因為在電路的這一點將有很少或沒有反射信號。此外，發送到VGA的功率為-10 dBm，因此發送到檢測器的功率僅低6 dB。由于檢測器的輸入阻抗為200 歐姆， VGA的輸入阻抗為50 歐姆，因此很快就可以清楚地看出，這兩個設備可以簡單地并聯連接。在兩個輸入端存在相同電壓的情況下，50到200 歐姆阻抗比將產生方便的6 dB功率差。在測量精度要求較高的地方，必須注意功率探測器的溫度穩定性。如果探測器的溫度漂移特性隨頻率變化，這個問題就更加復雜了。所示的雙探測器提供溫度補償節點。通過將電壓連接到每個檢測器的ADJ引腳來激活溫度補償(該電壓可以方便地從片上參考的2.5 V電阻分壓器中導出)。低頻輸入不需要補償(ADJB接地)，而在ADJA需要1 V的補償電壓以最小化2.1 GHz的溫度漂移。雖然應用電路的重點是增益測量，但需要注意的是，輸入功率和輸出功率也可以測量。單個檢測器的輸出是可用的，并且可以單獨采樣。由于檢測器是對數響應的，因此可以簡單地減去它們的輸出以獲得增益。這種減法在芯片上執行，增益結果作為差分電壓傳遞。滿量程差分電壓約為±4 V(偏置可達2.5 V)，斜率為100 mV/dB。采用LSB尺寸為~10 mV(±5 V滿量程)的10位ADC進行數字化，可實現0.1 dB的測量分辨率。

VSWR測量示例

雙對數檢測器也可以用來測量天線的反射系數。在圖6中，使用了兩個定向耦合器，一個用于測量正向功率，一個用于測量反向功率。與前面的例子一樣，在將這些信號應用于檢測器之前需要進行額外的衰減。AD8302雙探頭測量范圍為±30db。在這個例子中使用的關卡規劃如圖7所示。本例中，HPA的預期輸出功率范圍為+20 ~ + 50dbm，為30db。在此功率范圍內，從0 dB(短負載或開負載)到-20 dB的反射系數應該能夠精確測量。每個AD8302的檢測器具有從0到- 60dbm的標稱輸入范圍。在本例中，最大正向功率+ 50dbm在檢測器輸入處被填充到- 10dbm。當HPA以+20 dBm的最低功率水平發射時，探測器看到的功率為-40 dBm，仍然在其輸入范圍內。

來自反向路徑的功率也被減少了相同的量。這意味著該系統能夠測量高達0 dB的反射功率。如果系統被設計為在反射系數降低到某一最小值(如10 dB)以下時關閉，則可能沒有必要這樣做，但這是允許的，因為檢測器具有如此大的動態范圍。例如，當HPA發射+20 dBm時，如果天線的回波損耗為20 dB，反向路徑檢測器將看到輸入功率為-60 dBm。應用電路提供了回波損耗的直接測量，但沒有提供關于絕對正向或反向功率的信息。如果需要這些信息，在增益控制中使用的雙檢測器將更有用，因為它將提供絕對正向和反射功率以及反射系數的測量。用于回波損耗測量的雙對數檢測器也提供相位輸出。由于累進壓縮對數放大器的主信號路徑增益很大，輸入信號的有限(幅度飽和)版本是一個自然的副產品。這些限幅器輸出相乘，產生相位檢測輸出，其范圍為180°，以90°的理想工作點為中心。在VSWR應用中，這些信息構成了反射信號的相位角(相對于入射信號)，可以用于優化傳輸到天線的功率。

放大器增益測量使用一個單一的日志檢測器和一個射頻開關

圖8顯示了增益測量的另一種方法，它也適用于VSWR測量。在這種應用中，測量和控制增益放大器的增益是需要的。本例中的PA工作頻率為8ghz，輸出功率范圍為+20 ~ + 50dbm。這是一個固定增益的PA，因此通過改變輸入功率來調節輸出功率。兩個定向耦合器用于檢測輸入和輸出功率。然而，只有一個日志檢測器，所以兩個信號交替連接到檢測器使用單極，雙擲射頻開關。在此頻率下，AD8317檢測器的輸入范圍為0到-50 dBm。為了測量增益，輸入和輸出功率交替測量并數字化。然后簡單地減去結果得到增益。一旦增益已知，通過偏置調整對PA的增益進行任何必要的調整，數字控制回路就完成了。此示例的級別規劃如圖9所示。使用衰減使RF開關的兩個輸入功率水平接近并在檢測器的輸入范圍內。

精確的增益測量，無需出廠校準

除了減少元件計數外，這種增益測量方法還有許多有趣的特點。由于使用相同的電路來測量輸入和輸出功率，因此可以在不校準電路的情況下進行精確的溫度穩定增益測量。查看日志檢測器的標稱傳遞函數將有助于理解原因(參見圖10)。

為了求出未知的PIN，方程可以改寫為

由于增益是測量輸入功率的差值(兩條路徑的不同衰減水平仍然需要考慮在內)，因此可以寫成

因此，不需要檢測器的截距來計算增益。盡管檢測器的斜率會隨著設備和溫度的變化而變化，但如果V(OUT1)和V(OUT2)彼此接近(這可以通過良好的電平規劃和檢測器的有限輸入范圍來實現)，則斜率的典型值可以直接從數據表中獲取并用于上述計算。

輸出功率監控

在增益測量中采用單對數檢測器，測量功率是為了計算增益，因此所示的系統也可以用來監測輸出功率。然而，如果沒有工廠校準，這是無法精確完成的。為了校準電路，必須暫時用功率計代替天線。然后在檢測器線性范圍內的兩點測量輸出功率和檢測器電壓。這些數字將被用來計算探測器的斜率和截距。為了獲得最佳精度，探測器包括一個溫度補償引腳。在該引腳和地之間連接一個電阻，以在工作頻率(如圖中為8 GHz)下將溫度漂移降低到大約±0.5 dB。因此，不需要做任何額外的溫度校準。

結論

由于其在db內的線性傳遞函數，對數放大器可以很容易地用于測量增益和回波損耗。當使用雙器件時，可以實現非常高的測量精度。在某些情況下，這可以在沒有工廠校準的情況下實現。在所有情況下，仔細的功率電平規劃是必要的，以便功率探測器在提供良好的線性和溫度穩定性的功率電平上驅動。

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