在簡單對數音頻表DI 的最后，我承諾展示如何升級它以更好地工作。通過這些修復，它現在具有接近數字的性能、更快的響應和更流暢的操作。即使是這個超大版本也有兩種口味，一種相對簡單，另一種則是極限。它現在可以超越標準峰值節目表 (PPM) 規格(這是一個很好的參考)，并且跨度超過 60 dB，可以輕松設置所需的最小和最大電平。

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　　雖然原始版本的目標是生產簡單且實用的東西，但此 DI 的目的是看看我們可以在多大程度上匹配幾行 DSP 代碼的性能，無論需要多少硬件。最初的版本僅使用一個雙運算放大器;這種方法將其擴充為兩個四包。超過頂部：當然。具有啟發性的樂趣：當然，至少對我們模擬人來說是這樣。

　　基本原理與以前相同——強制電流通過二極管，測量產生的電壓(與輸入的對數成正比)，并捕獲峰值——但實現方式不同。圖 1顯示了基本電路。

　　圖 1我們取輸入信號的對數;其峰值電平被C2捕獲，緩慢線性放電;溫度和電平校正應用于驅動儀表的電流源。

　　現在，要測量的音頻輸入通過 R1(一個 10k 固定電阻器而不是熱敏電阻)施加。熱敏電阻通過縮放(線性)輸入來補償二極管的溫度系數;使用固定電阻器，我們稍后將在電路中對(記錄的)信號應用偏移，以達到相同的結果。 A1 的輸出是輸入的對數壓縮版本。目前，我們只需要它的正峰值。

　　A2 和 Q1 構成一個簡單的峰值檢測器。只要 A1.OUT 大于 C2 上的電壓，A2/Q1 就會將電流轉入 C2，直到電壓匹配。使用晶體管而不是二極管大大提高了速度;如圖所示，當 R2 = 22R 時，它將捕獲 20 kHz 的單個半周期，如圖2所示，這比 PPM 規范要求的速度要快得多。 (為了獲得更慢、更真實的響應，請增加 R2。1k5 的響應時間約為 5 毫秒，最終讀數誤差在 1 dB 以內。)這可能看起來是幾個運算放大器缺少“適當的”峰值檢測器，但它完成手頭的工作：這是蒙澤德。 (Muntz?他是誰?這會解釋。)直接從 C2 取 A2.IN-(這似乎更常見)會導致過沖或減慢響應，具體取決于串聯電阻的值。

　　圖2攻擊或積分時間非常快;衰減或返回時間，慢得多，并且是線性的。

　　現在我們已經對 C2 進行了快速充電，我們需要緩慢地對其進行放電。 A3 緩沖其電壓，通過 D3/R4 自舉 R3，在 1.7 秒內提供相當于 20 dB 的線性電壓下降，這正是我們想要的，這更多是出于偶然，而不是設計。

　　現在我們將信號通過 D4，其溫度系數約為 -2 mV/°C，補償了 D1/2 的溫度系數。它還使電平下降了約 600 mV 的 V F，需要恢復。 D5 顯示為通用 1.25 V 并聯穩定器，其確切類型或值并不重要。 (我使用了手邊的 LM385;有了干凈、穩定的負電源軌，就可以設計出來。)它提供了一個精確的源，不僅可以抵消 D4 的 V F，還可以抵消整個信號，以設置米針的零點。 R8 允許將其從大約 -62 dBu (R8 = 10k) 調整到 +1 dBu (R8 = 0)。

　　A4 驅動儀表移動，緩沖來自 D4 的電壓，通過 R9 應用偏移電壓補償。 A4 將電流驅動通過儀表進入 R11，由此產生的電壓通過 R10 反饋以閉合反饋環路。儀表串聯了 D6 以防止擺動不足，D5 捕獲 A4 上的負擺動。 (遺憾的是我們不能對 A2 做同樣的事情。)

　　校準很簡單。在輸入端施加最小輸入電平，或在R1信號端施加最小負峰值對應的直流電壓，調節R8使儀表上指示為零。現在應用最大電平(我選擇 +10 dBu)并將 R11 設置為滿量程偏轉。必須先設置 R8，然后設置 R11。

　　溫度穩定性好。根據 LTspice 的說法，溫度系數在 +1 dBu 輸入附近為零，在其他電平上也比較合理，在 15 至 35°C 的溫度下，在 -50 dB 左右時讀數誤差在 1 dB 以內。令人沮喪的是，我只能通過在 R10 周圍的網絡中添加額外的電阻和熱敏電阻來獲得更好的補償，這些值根據所需的跨度而不同：交互太多。額外的階段可以解決這個問題，但是。 。 。圖 3顯示了儀表的模擬響應和實時響應。

　　圖 3設置 50 dB 跨度和 +10 dBu 最大讀數時的模擬和測量響應，顯示溫度和運算放大器偏移的影響。

　　我們現在擁有了一款高性能儀表，具有接近數字的精度甚至精確度。但它仍然只是半波傳感，并且還存在一些殘留的錯誤。對于全波操作，我們可以將反相器 A5 等添加到 A1 的輸出，以及第二個峰值檢測級 A6 和 Q2(與 A2 和 Q1 有效并聯)，以添加正向的貢獻輸入：見圖4。如果 A1 和 A5 具有零失調電壓，或者如果將微調器產生的幾毫伏施加到 A2.IN+ 和 A5.IN+，則可以省略 C3。現實世界(且廉價)運算放大器固有的輸入偏移限制了跨度，因為它們會導致低電平的不準確，而要測量的信號與它們相當。

　　添加雙極檢測的另一種方法是在輸入端使用全波整流器，但額外的運算放大器偏移使得這種方法在沒有混亂的微調的情況下變得太不準確。

　　圖 4可以添加額外的組件進行全波檢測。

　　該電路的響應速度比儀表的移動速度還要快。 C2 可能會因瞬變而幾乎瞬時充電，但其電壓將以指示的 11.8 dB/秒(或 1.7 秒內 20 dB)衰減。因此，如果儀表需要 85 毫秒響應，則該瞬態讀數會低 1 dB。圖 5顯示了如何解決這個問題。

　　圖 5最后添加的內容：“加電復位”和單穩態，可在峰值后提供約 100 毫秒的保持時間，以允許儀表移動趕上。

　　A7和A8形成單穩態，由C2電壓急劇上升觸發，并在A7.OUT處產生正脈沖。通過二極管將其連接到 R4(不再連接到 Vs-)可以解決該問題：當 A7.OUT 為低電平時，C2 將以正常方式放電，但當它為高電平時，C2 的放電路徑實際上是開路。如圖所示，對于 +/-6 V 電源軌，該保持時間約為 100 ms。調整 C5 或 R16 來改變這一點。結果如圖2所示。

　　最后一步是上電復位，也如圖 5 所示。(數字電路通常都有它們，那么我們為什么要被排除在外呢?)Q3 上的正軌急劇上升，這可能是幾乎任何 n- MOSFET——持續幾百毫秒，將 C2 鉗位至地，同時電路穩定。如果沒有這個，C2 可能會在加電時充電到高電平，需要很多秒才能恢復。

　　盡管顯示了 100 μA 的儀表移動，但 A4 可以輕松驅動幾毫安。選擇或調整 R11 以適應。

　　雖然您可能不想構建這樣的完整儀表，但此處使用的技術和想法很可能對其他項目派上用場。但如果您這樣做，請務必使用硬橡膠外殼機芯，配有拋光黃銅鑲嵌件，并配有基于維多利亞時代市政廳時鐘分針的指針。電子朋克生活!

　　— Nick Cornford 在 10 歲時建造了他的第一臺水晶裝置，從那時起就設計了專業音頻設備、許多數據通信產品和技術安全套件。他終于退休了。大多。有點。